3.2 软开关PWM变换器

3.2.1 ZS-PWM变换器

零电压开通（ZVS）-PWM和零电流关断（ZCS）-PWM变换器，统称为零开关（ZS）-PWM变换器，是一种恒频控制的软开关技术。它是以局部谐振方式使电压或电流波形过零，创造ZVS或ZCS条件，并且一个开关周期内，有一部分时间是按脉宽调制运行的。

1.ZCS-PWM变换器

ZCS-PWM变换器是ZCS-QRC和PWM变换器的综合，早期也被称为脉宽调制、零电流、准谐振变换器（Barbi，1989，PESC）。其特点是：一个周期内有一段时间变换器在ZCS准谐振状态下运行，而另一段时间却在PWM状态下运行。

图3.11给出了Buck型ZCS-PWM变换器主电路及其波形图。与ZCS-QRC相比，它多了一个与谐振电容Cr串联的辅助开关S1，主开关S与谐振电感Lr串联。设t＜t0时，主开关S和辅助开关S1均关断；t=t0时，令主开关S开通。一个周期内有6种运行模式，见表3.5，表中的idS=iLr。

表3.5 Buck型ZCS-PWM变换器一个周期内的6种运行模式

Buck型ZCS-PWM变换器的主开关最大电压钳定在Vi，最大电流Imax=Io+Vi/Zn发生在模式2准谐振阶段，为特征阻抗。

例如，Buck型ZCS-PWM交换器，Vi=48V，Io=4A，Lr=0.6μH，Cr=20nF，fs=0.4MHz，则Zn=5.74Ω，Imax=12.35A，因此电流应力为3.1。

ZCS-PWM变换器的优点是：①主开关及辅助开关ZC关断；②恒频控制；③主开关电压应力小；④整流管ZV关断。它的缺点是：①主开关电流应力大；②谐振电感与主开关串联，满足ZVS条件的电源电压、负载电流变化范围窄；③整流管电压vCr=2Vi；④谐振网络未吸收主开关管输出电容，关断时有寄生振荡。

ZCS-PWM技术可以在各种开关变换器上实现。只要将某种ZCS-QRC拓扑（如Boost、Buck-Boost、Cuk、Sepic、Zeta或正激、反激等）的谐振电容串联一个辅助开关S1，就可得到相应的ZCS-PWM变换器拓扑。

2.ZVS-PWM变换器

ZVS-PWM变换器综合应用了ZVS-QRC和PWM变换器的工作原理（Henze，1988，APEC）。图3.12给出了Buck型ZVS-PWM变换器的电路图及其波形图。和ZVS-QRC相比，差别仅在于：ZVS-PWM变换器中，辅助开关Sl与谐振电感并联，谐振电容充分利用了主开关的输出电容。

设t＜t0时，主开关S和辅助开关S1均导通，vdS=vCr；t=t0时，令主开关S关断。一个周期内有5个运行模式，见表3.6。

表3.6 Buck型ZVS-PWM变换器一个周期内的5种运行模式

一个周期内，在运行模式3，ZVS-PWM变换器处于准谐振状态，其余时间的工作状态与PWM变换器类似。

ZVS-PWM变换器的主要优点是：①主开关、辅助开关ZV开通；②恒频控制；③主开关电流应力小；④二极管ZC关断，电压应力小。它的主要缺点是：①主开关电压应力大，且与负载范围等有关；②谐振电感串联在主电路中，ZVS条件与电源电压及负载变化有关，轻载时失去ZVS能力。

主开关最大电压VdSmax=Vi+IoZn发生在模式3准谐振阶段。

例如，DC-DCBuck型ZVS-PWM变换器，Vi=48V，Io=3A，Lr=2.7μH，Cr=650pF，fs=1MHz。计算可得Zn=64.45Ω，fr=3.8MHz，则VdSmax=241V（额定负载），电压应力KV=5。

用饱和电感代替线性电感作为谐振元件，可显著减少电压应力。

ZVS-PWM技术可以在各种开关变换器上实现。只要将某种ZVS-QRC拓扑的谐振电感并联一个辅助开关S1，就可得到相应的ZVS-PWM变换器拓扑。

3.2.2 ZT-PWM变换器

ZVS或ZCS-PWM变换器的谐振电感串联在主电路内，因此零开关条件与电源电压、负载电流的变化范围有关，轻载下有可能无法实现零开关。为了解决这个问题，G.C.Hua提出了ZT-PWM变换器。

零转换（ZeroTransition，ZT）有ZCT和ZVT两种。ZCT是零电流关断，ZVT是零电压开通。用Transition代替Switching，是为了避免和已取得专利的ZVS-PWM、ZCS-PWM变换器混淆，Transition的含意为“从一种形式（状态、位置）改变到另一种形式的动作”。开关过程（从开到关或从关到开）就是一种位置、状态的改变过程，因此ZT和ZS意义相同。国外有的厂家将全桥ZVS-PWM变换器称为全桥ZVT-PWM变换器，和这里所讨论的“ZVT-PWM变换器”不是同一种谐振网络结构。

ZCT-PWM变换器（Hua，PESC）和ZVT-PWM变换器（G.C.Hua，1992及1993，PESC）中，谐振网络与主开关是并联的，从而扩大了满足ZVS或ZCS条件的负载或电网变化范围。分析和实验表明，ZT-PWM变换器的导电损耗和开关损耗最小，能实现零开关特性而不增大开关的电流或电压应力，适用于较高电压和较大功率情况。

1.ZCT-PWM变换器

Boost型ZCT-PWM变换器电路及其波形图如图3.13所示。谐振网络LrCr与辅助开关S1串联后，再与主开关S并联。设t＜t0时，主开关S导通，其电流为idS=Ii；辅助开关Sl关断，谐振电容Cr的电压为vCrmax。t=t0时，令S1开通，一个周期内有5种运行模式，见表3.7。

表3.7 Boost型ZCT-PWM变换器一个周期内的5种运行模式

当辅助开关S1开通时，使主开关电流谐振到零，创造了ZC关断条件。

ZCT-PWM变换器的优点是：①实现了主开关ZCS；②恒频控制；③主开关电压、电流应力小；④谐振支路与主开关管并联，不在主电路内，实现ZCS的电源电压、负载电流变化范围宽；⑤谐振所需能量小，并可调节；⑥整流管电压应力小。

例如，Boost型ZCT-PWM变换器，输出为1kW、400V，主开关为IGBT，辅助开关为MOSFET（IRF830），fs=100kHz，Vi=200～300V，Lr=l0μH，Cr=8.2pF。负载电流和输入电压在较竟范围内变化时，ZVS条件都能满足，效率≥97%。Po=700W、Vi=250V时，该电路的损耗实验分析以及与PWM变换器损耗比较见表3.8。

表3.8 1kW、400VBoost型ZCT-PWM与PWM变换器的损耗分析

由表3.8可看出，采用ZCT-PWM技术，使IGBT关断损耗仅为硬开关技术的1/7，而谐振网络（包括Lr、Cr、S1、VD1）的损耗仅为1.8W，占总损耗的8.57%。

IGBT等电力半导体器件关断以后，还有尾电流存在，因此应用零电流关断技术，对减小关断损耗更加有效。图3.14给出了IGBT三种关断过程的电压、电流波形：

①硬开关，IGBT关断电流和电压上升波形交叠，见图3.14（a），有较大关断功耗Poff，约为42W。

②ZVT，电压上升波形和IGBT尾电流部分交叠，见图3.14（b），Poff降为10W。

③ZCT，关断电流和电压波形交叠最小，见图3.14（c），Poff仅为2W。

2.三零电流开关

图3.15给出了三种零电流开关，即ZCS-QR（准谐振）开关、ZCS-PWM开关和ZCT-PWM开关的电路图。三者均为三端网络，有a、p、c三个端子，a称为有源端，p称为无源端，c称为公共端。利用ZCS或ZCT-PWM开关，可很方便地从PWM开关变换器推演得到一族ZCS或ZCT-PWM变换器。例如，只要将某一个PWM变换器拓扑中的PWM开关用ZCT-PWM开关代替，即可得到相应的ZCT-PWM变换器拓扑。

3.ZVT-PWM变换器

图3.16给出了Boost型ZVT-PWM变换器电路及其波形图。主开关S并联一个谐振网络，由谐振电容Cr（包括S的输出电容）、谐振电感Lr、辅助开关S1及二极管VD1组成。辅助开关S1先于主开关S导通，使谐振网络工作，电容电压（即主开关电压）谐振下降到零，创造了主开关零电压开通条件：设t＜t0时，S和S1均关断，VD导通；令t=t0时，S1开通。一个周期内有7种运行模式，见表3.9。

表3.9 Boost型ZVT-PWM变换器一个周期内的7种运行模式

ZVT-PWM变换器的主要优点是：①主开关零电压开通；②恒频运行；③二极管VD关断；④主开关电流、电压应力小，波形接近方波；⑤在较宽的电源电压和负载电流变化范围内可满足ZVS条件。它的缺点是：①不能利用电路中的寄生电感或变压器（如果有变压器）漏感；②辅助开关S1不在软开关条件下运行，但和主开关相比，S1的电流很小，它只处理少量的谐振能量。

例如，Boost型ZVT-PWM变换器，输出600W、300V，开关频率300kHz。输入电压为DC150～200V。在谐振电感支路中，串联快速恢复二极管VD2，其目的是防止S1的体二极管导通，避免Lr与S1的输出电容在模式5发生谐振，从而避免当S关断时引起反向恢复问题。当输入电压为200V、满载时，效率为97%，且满足ZVS条件。

再例如，Boost型ZVT-PWM变换器，输出600W、400V，开关频率100kHz，输入电压为AC90～260V。主开关IGBT另并联4.4nF的谐振电容，以减少关断损耗，降低电压上升斜率，并进一步减少EMI噪声。当输入电压≥200V时，变换器效率≥97%；当输入电压＜200V时，效率稍低，但仍高于Boost型PWM变换器。

4.零电压开关

图3.17给出了三种零电压开关；即ZVS-QR（准谐振）、ZVS-PWM和ZVT-PWM开关的电路图。利用ZVT-PWM开关，可很方便地推演出一种ZVT-PWM变换器，只要将一个PWM变换器拓扑中的PWM开关用ZVT-PWM开关代替，即可得到相应的ZVT-PWM变换器拓扑。

1996年，国内成功地开发出用IGBT的DC-DC双管正激ZVT-PWM变换器（电路如图3.18所示）。作为高频逆变焊接电源（X.D.Sunet al.，1997，IPEMC）。图中的S1及S2为主开关，S3为辅助开关，VD1及VD2为钳位二极管。ZVT谐振网络与变压器一次绕组并联，由S3、Lr、Cr组成，VD3可避免反向谐振电流，D4、D5用于在主开关导通时阻止放电。变压器二次侧接一个饱和电感Ls，避免了二次寄生振荡，改善了ZVS条件。

20世纪90年代末，人们又研究改进了ZVT-PWM变换器，使主开关能ZV开通、ZC关断，整流管和辅助开关也实现了ZC关断，提高了效率，研究出不少实用方案。但这增加了辅助开关和谐振元件数量，谐振网络也复杂得多。

3.2.3 移相控制全桥（FB）ZVS-PWM变换器

1.工作原理

传统的全桥（Full-Bridge，FB）PWM变换器适用于输出低电压（如SV）、大功率（如1kW）的情况，以及电源电压和负载电流变化范围大的场合。其特点是开关频率固定，便于控制。为了实现全桥高频软开关PWM变换器，人们在移相（Phase-Shifting，PS）控制技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和变压器的漏电感作为谐振元件，使FBPWM变换器的4个开关管依次在零电压下开通，可保证变换器效率达80%～90%，并且开关应力较小，称为PSFBZVS-PWM变换器（R.A.Fisher，1988，HFPC）。实际上，早在20世纪80年代初，中国科学院研究员方资端在美国完成某项Inverter研究课题时，已实现了3kW、150kHz移相控制DC-AC全桥变换器模块（Z.D.Fang et al.，1984，Powercon），由于应用了类似原理，提高了模块效率，但当时还没有提出软开关技术的概念。现在FBZVS-PWM开关变换器已广泛应用于通信用AC-DC一次电源、分布式军用电源等系统中。

图3.19所示为PSFBZVS-PWM变换器主电路及变压器一次电流i、一次电压vAB和二次电压vs的波形图。Si（i=l，2，3，4）为第i个功率开关，其体二极管分别为VDi（i=l，2，3，4），电路中未画出S1的输出电容Ci。L1k为输出变压器的漏感；V′i、L′1k分别为折合到二次侧的Vi、Llk，Ip为一次电流峰值。

传统的FBPWM变换器中4个开关的开通次序是：

①S1、S2同时导通（输出变压器传送能量给负载）；

②Si（i=l，2，3，4）关断，变压器一次电流为零，负载通过整流器续流：

③S3、S4同时导通，一次侧传送能量给负载；

④Si（i=1，2，3，4）关断，负载续流。

PS FB ZVS-PWM变换器中，S1、S2、S3、S44个开关依次ZV开通。图3.20给出了Si（i=l，2，3，4）的驱动信号及vAB的波形。S1和S3的开通相位分别超前于S2和S4，改变相位差，就可以改变一次电压vAB的占空比，从而调节控制输出电压大小。

图3.19电路中，设t＜t0时，S3、S4导通，开关管结电容C1、C2充电，vAB=Vi，通过S1、S4传送能量给负载。一个周期内有8个运行模式，前半个周期（t0～t4）中的4个运行模式的工作原理可分析如下：

（1）模式1。t=t0，令S3关断，C3充电。左桥臂导通管将由S3转换到S1，C1和变压器漏感L1k谐振，放电到零，VD1和S4导通。VD1的导通创造了S1的ZV开通条件。

（2）模式2。t=t1，令S4关断，C4充电，C2谐振放电，VD1和VD2导通。右桥臂导通管将由S4转换到S2。VD2的导通创造了S2的ZV开通条件。变压器一次电压vAB=Vi，二次电压vs=0。

（3）模式3。t=t1，S1、S2ZV导通。但在模式2及模式3下，由于电流上升有一定斜率，vAB加在变压器漏感Llk上，二次电压vs=0。负载通过二次侧整流管续流。

（4）模式4。t=t3，二次电压vs建立，Vi通过S1、S2传送能量给负载。

t=t4，后半周期（t4～t8）开始，运行模式和前半周期类似，只是导通管从S1、S2分别转换为S3、S4。

PS FB ZVS-PWM变换器的优点是：①4个开关管ZV开通；②恒频运行；③控制简单；④充分利用了寄生参数；⑤电流、电压应力小。它的主要缺点是：①轻载（如小于30%额定负载）时，ZVS条件难以满足；②变压器一次侧有较大环流，使导电损耗增大；③输出整流管不能实现零开关。

2.PS FB ZVS-PWM变换器几个问题的分析

（1）占空比分析

由图3.20中的波形图可见，由于变压器存在漏电感，使一次电流以斜率Vi/Llk上升，因此二次电压占空比（又称有效占空比）Deff小于一次侧占空比D。D由左右桥臂开关的驱动信号相位差决定。Deff=D-ΔD，ΔD为变压器漏感造成的占空比损失，则有

Vi=LlkΔI/（ΔDT/2）

式中，T为周期；ΔI=I1+I2≈2Ip，故得

ΔD=2IpLlk/（ViT/2）=4fsIpLlk/Vi （3.10）

可见，Llk越大或fs越高，则占空比损失越大，因此设计时开关频率fs不宜取得太高。有效占空比为

Deff=（Vo/Vi）（Np/Ns）=Vo/（nVi） （3.11）

式中，匝数比n=Ns/Np，Ns、Np分别为一次、二次绕组匝数。

一次侧占空比为

D=Deff+ΔD=Deff（1+4Llkfsn2/R） （3.12）

式中，负载电阻R=nVo/Ip。

若给定了最大占空比Dmax，则各参数应满足

1≥Dmax≥Vo（1+4Llkfon2/R）/（nVi） （3.13）

（2）ZVS条件分析

全桥电路的桥臂可分超前（leading）和滞后（lagging）两种。按给定开通时序（见图3.20），左桥臂开关Sl、S3的开通分别超前于右桥臂开关S2、S4。定义S1、S3组成超前桥臂，S2、S4组成滞后桥臂。

①滞后（右）桥臂开关S2、S4的ZVS条件分析

S2、S4相互转换时，变压器二次侧处于续流阶段。变压器漏电感释放储能，使谐振电容电压下降到零，从而能实现ZVS。条件为电感能量必须大于所有参与谐振的电容能量，即

LlkI2/2＞（4CS/3+CT/2）V2i （3.14）

式中，4CS/3是考虑开关管输出电容非线性的等效电容值；CT为变压器绕组分布电容。由式（3.14）可见，实现ZVS主要靠变压器漏感储能，轻载时LlkI2/2不够大，因此滞后桥臂不易满足ZVS条件。

②超前（左）桥臂开关S1、S3的ZVS条件分析

S1、S3相互转换时，变压器处于能量传送阶段。一次电流I=-Io/n，输出滤波电感LF很大，一次侧等效电感为

Le=Llk+LF/n2 （3.15）

根据ZVS条件，这时参与谐振的电感包括变压器一次侧等效电感和励磁电感，应有

Le（Io/n）2/2+励磁能量＞（4CS/3+CT/2）V2i （3.16）

因此，即使在轻载时超前桥臂也较容易满足ZVS条件。

3.2.4 PSFB混合ZCZVS-PWM变换器

鉴于FB ZVS-PWM变换器的滞后桥臂不易满足ZVS条件，20世纪90年代初，人们开发一种PSFB混合ZVZCS-PWM变换器（J.G.Cho，1994，PESC）。其特点是：滞后桥臂开关S2、S4实现零电流关断，并不再并联电容（如图3.21所示），以避免开通时电容释放的能量加大开通损耗；超前桥臂开关S1、S3仍是零电压开通，利用其输出电容与电感的谐振。

从另一角度看，用IGBT开关虽可降低导通损耗，但是IGBT在关断后有较大的尾电流，关断损耗大。用ZCS或ZCT可降低关断时尾电流产生的关断损耗，以提高大功率变换器的效率。

图3.21所示为PSFB混合ZVZCS-PWM变换器主电路图。滞后桥臂开关S2、S4实现ZCS的方法，主要是在主电路中与变压器一次绕组串联一阻断（blocking）电容Cb。其作用是：当S1关断、VD3导通时，一次侧漏电感电流通过VD3、S4流通。阻断电容Cb上的电压迫使电感电流（即变压器一次电流）下降到零，创造了滞后桥臂开关管S2、S4零电流关断的条件。此外，还避免了因器件特性不对称等原因而产生的直流偏磁和变压器饱和现象。

当电流到达零以后，如何将它钳位在零值，有以下两种可行方案。

（1）在变压器一次侧串联一个饱和电感Ls（见图3.21）

电流大时，Ls饱和，电流小至接近零时，Ls退出饱和，阻止电流向反方向增大。从而在一小段时间内将电流钳位在零值，故可实现S2、S4零电流关断。

例如，PSFB混合ZVZCS-PWM变换器，采用IGBT，串联饱和电感。输入电压400V，输出48V、2kW，fs=100kHz，C1=C3=2.2nF，Cb=3.3μF，Llk=2.7μH，Np/Ns=22/5，效率为94%。

（2）串联开关二极管

理想饱和电感的作用相当于一个开关二极管，可用串联开关二极管代替饱和电感。当阻断电容使电流降到零后，电流进一步向反方向变化受到开关二极管的阻断，也即可将电流钳位在零值，从而实现开关S2、S4零电流关断。图3.22所示为FBZVZCS-PWM变换器中滞后桥臂IGBT开关过程的电压、电流变化。开通时，电流从零刚一上升，由于串接饱和电感Ls很大，限制电流上升斜率，以后电流按斜率Vi/Llk上升，与电压下降曲线不交叠，所以开通损耗很小。对于一般的ZCS变换器，开通电流上升斜率大，见图3.22（a）中虚线，使开通损耗很大，并伴有寄生振荡；关断时，因为滞后桥臂开关零电流关断，关断损耗为零，见图3.22（b）。

图3.23所示为FB ZVZCS-PWM变换器中超前桥臂IGBT开关过程的电压、电流变化。开通时，因为超前桥臂开关零电压开通，开通损耗为零，见图3.23（a）；关断时，由于IG-BT并联电容，降低了关断电压上升斜率，使只与尾电流部分交叠，减少了关断损耗。若无外加并联电容，关断损耗将很大，见图3.23（b）。

FB ZVZCS-PWM变换器的主要优点是：①超前桥臂开关零ZV开通，滞后桥臂开关ZC关断；②开通和关断损耗几乎均为零；③软开关范围很宽；④效率提高；⑤无二次寄生振荡；⑥成本低，功率密度高。

3.2.5 广义软开关PWM变换器

利用吸收网络以减小开关损耗，也是一种实现高效率高频开关电源的简单而有效的方法（X.D.Sun et al.，2000，IPEMC Proceedings）。与ZVT或ZCT-PWM变换器中所用的软开关方法相比，某些情况下，其性能价格比似更优越，因为电路拓扑简单，无需附加有源谐振网络，成本低廉而且可靠。

无源无损或有源无损吸收网络使开关管的开关轨迹idS-vdS向坐标轴靠近，从而大大减少了开关损耗，因此“软化”了开关过程，并且电路中的储能可以回馈到电网。如果能设计出一种吸收电路，使开关轨迹idS-vdS沿坐标轴变化（或逼近坐标轴），则开关损耗接近于零或很小，犹如ZVS或ZCS变换器。ZVS-PWM或ZCS-PWM是一种传统意义的软开关PWM技术，而用吸收电路技术，使PWM变换器的开关过程软化，减少开关损耗，则可称为广义软开关PWM技术（中国电源技术学报，2002，Vol.1，No.1）。